Новые алгоритмы пространственно-векторного управления матричным преобразователем частоты

Новые алгоритмы пространственно-векторного управления матричным преобразователем частоты

Виноградов А.Б.

АННОТАЦИЯ

Рассмотрена методика синтеза алгоритмов управления матричным преобразователем частоты в рамках стратегии пространственно-векторного формирования ШИМ и полученные на ее основе алгоритмы управления, обеспечивающие синусоидальный закон изменения входного тока и выходного напряжения преобразователя при коэффициенте использования входного напряжения, близком к предельно достижимому значению. Представлены результаты математического моделирования процессов в матричном преобразователе при работе в составе асинхронного электропривода с разомкнутой и адаптивно-векторной системой управления.


New algorithms for space-vector control of matrix converter

A. Vinogradov

ANNOTATION

The matrix converter control synthesis method and based on it PWM algorithms are considered within the limits of the space-vector control strategy. The control algorithms provide sine form for mean per PWM cycle values of converter output voltage and input current with voltage use factor is close to maximum. The simulation results are presented for matrix converter working in induction motor drive with frequency open-loop and vector close-loop control schemes. 

            Введение

            Матричный преобразователь частоты (МПЧ) является одним из наиболее перспективных полупроводниковых преобразователей энергии с непосредственной связью источника и нагрузки для применения в тех случаях, когда требуется наличие режима рекуперации энергии в питающую сеть и предъявляются повышенные требования к качеству потребляемой и возвращаемой энергии. Его преимуществами относительно ПЧ с неуправляемым выпрямителем являются: двунаправленный обмен энергии между сетью и нагрузкой; возможность формирования синусоидального входного тока с единичным коэффициентом сдвига; отсутствие в силовой схеме конденсаторов большой емкости, являющихся довольно дорогостоящим и одним из самых ненадежных элементов традиционных двухзвенных ПЧ с инвертором напряжения; высокий КПД и показатели электромагнитной совместимости с питающей сетью. Относительно двухзвенных ПЧ с активным выпрямителем (АВ) и инвертором напряжения (ИН) [1-3] МПЧ более компактен, надежен, энергетически эффективен, и потенциально менее дорог. К недостаткам МПЧ относительно двухзвенных ПЧ с АВ и ИН можно отнести увеличенное количество полупроводниковых приборов (36 против 24); меньший коэффициент использования входного напряжения; более сложное управление; менее отработанную и освоенную на данный момент времени технологию производства полупроводниковых модулей и микропроцессорных контроллеров, специализированных под топологию преобразователя.

            В последнее время на рынке стали появляться специализированные IGBT модули, ориентированные на топологию матричного преобразователя, в частности, выполненные в одном корпусе по схеме соединения транзисторов с общим коллектором [4,5]. Разработан метод четырехэтапной коммутации двунаправленных ключей МПЧ, обеспечивающий отсутствие в алгоритме коммутации интервалов короткого замыкания между входными фазами и приводящих к перенапряжениям интервалов разрыва тока нагрузки. Это существенно повысило надежность МПЧ и устранило необходимость применения снабберных цепей [6]. Для формирования управляющих воздействий на ключи МПЧ применяют как стратегию пространственно-векторного управления, так и традиционный подход, основанный на сравнении модулирующего и несущего сигналов [4,7-10]. Известно [8], что традиционный подход при синусоидальном модулирующем сигнале ограничивает коэффициент использования напряжения на уровне 0.5. Некоторого повышения этого коэффициента добиваются введением в модулирующий сигнал высших гармонических составляющих, в частности, в [10] заявлен коэффициент 0.64. Не прибегая к изощрениям при синтезе формы модулирующего сигнала, гораздо более ощутимых результатов можно добиться применением стратегии пространственно-векторной модуляции. Ее суть и применение к управлению мостовыми инверторами напряжения изложена в [1,11,12]. Стратегия изначально ориентирована на микропроцессорную реализацию системы управления и позволяет синтезировать алгоритмы управления по определенным заданным критериям, в частности, с предельно достижимым значением коэффициента использования напряжения, с минимизацией пульсаций выходного тока при заданной частоте переключений, с минимизацией числа переключений преобразователя в цикле модуляции и по другим критериям. Многообразие выходных состояний МПЧ, возможных вариантов их комбинации при синтезе управляющих воздействий и критериев синтеза определяет сложность и многогранность задачи синтеза алгоритмов управления, которая на данное время изучена недостаточно.

            В статье рассматриваются вопросы синтеза алгоритмов управления МПЧ в рамках стратегии пространственно-векторного формирования ШИМ с жестко заданным законом коммутации. Предлагается методика синтеза и полученные на ее основе алгоритмы управления МПЧ, позволяющие получить коэффициент использования входного напряжения, равный 0.82 при синусоидальной форме выходного напряжения и входного тока.

Результаты моделирования

            На рис. 5…8 представлены результаты моделирования процессов, протекающих  в МПЧ с рассмотренными выше алгоритмами управления при его работе в составе асинхронного электропривода с двигателем 4А112МА6У3 (; ; ; ).

            На рис. 5 изображены временные диаграммы выходного напряжения фазы а (), его эквивалентного (усредненного на полуцикле модуляции) значения (), выходного тока фазы а (), входного напряжения фазы А (), входного тока фазы А () и его эквивалентного значения () для двух установившихся режимов работы привода: а), ; б), . В целях большей наглядности мгновенные значения выходного напряжения и входного тока показаны точечными диаграммами без соединительных линий. Мгновенные значения входных напряжения и тока показаны для условия питания МПЧ от сети бесконечно большой мощности и отсутствия входного -фильтра. Подключение -фильтра обеспечивает желаемый уровень высокочастотных (определяемых частотой коммутации ключей) пульсаций тока, потребляемого/отдаваемого в питающую сеть. Так как частота модуляции достаточно высока относительно частоты сети (2…10 кГц), то необходимый фильтр оказывается достаточно легким. Из диаграмм эквивалентных значений переменных отчетливо виден синусоидальный закон изменения выходного напряжения и входного тока при коэффициенте сдвига основной гармоники входного тока относительно входного напряжения, близком к единице.

            На рис. 6, 7 изображены временные диаграммы входного напряжения и эквивалентного значения входного тока фазы А, эквивалентных значений выходного напряжения и тока фазы а, полученные в режиме разгона привода с частоты 10 Гц до частоты 100 Гц с интенсивностью 330 Гц/с при следующих уровнях ограничения предельного значения заданного выходного напряжения: ; , где - уровень напряжения на входе. Система регулирования – разомкнутая с реализацией статического закона частотного управления, формирующего номинальное потокосцепление ротора в режиме холостого хода двигателя. Из диаграмм видно, что во всех режимах сохраняется совпадение по фазе входного напряжения и тока; при ограничении задания на уровне  во всех режимах обеспечивается синусоидальный закон изменения эквивалентных значений выходного напряжения и входного тока МПЧ; при ограничении задания на уровне , что соответствует режиму предельно достижимого выходного напряжения, законы изменения эквивалентных значений выходного напряжения и входного тока отклоняются от синусоидальных при выходных напряжениях, превышающих . Однако, даже в этом случае гармонический состав входного тока в области низких частот значительно лучше гармонического состава входного тока традиционного ШИМ преобразователя частоты с неуправляемым выпрямителем.

            На рис. 8 изображены временные диаграммы входного напряжения и эквивалентного значения входного тока фазы А, электромагнитного момента и эквивалентного значения тока статора фазы а двигателя в режиме реверса момента нагрузки с уровня  на скорости  при работе МПЧ в составе асинхронного электропривода с системой адаптивно-векторного управления [13]. На диаграммах виден переход преобразователя в режим рекуперации энергии в сеть. Входной ток МПЧ становится противофазным входному напряжению, сохраняя при этом закон изменения близкий к синусоидальному.


а)

б)

Рис. 5. Временные диаграммы входных и выходных переменных МПЧ в установившемся режиме работы асинхронного привода: а), ; б), ;

Рис. 6. Временные диаграммы переменных МПЧ в режиме разгона асинхронного привода по задатчику интенсивности с  до 100 при ограничении задания выходного напряжения на уровне 0.82 от напряжения питающей сети.

Рис. 7. Временные диаграммы переменных МПЧ в режиме разгона асинхронного привода по задатчику интенсивности с  до 100 при ограничении задания выходного напряжения на уровне напряжения питающей сети.

Рис.8. Временные диаграммы переменных векторно-управляемого асинхронного привода с МПЧ в режиме реверса момента нагрузки с уровня  на скорости .

            В результате модельного эксперимента были определены предельные значения выходного напряжения МПЧ в режиме с синусоидальным входным током и в режиме максимального выходного напряжения, допускающего отклонения входного тока и выходного напряжения от синусоидальных законов изменения. Предельные значения выходных напряжений, усредненные на интервале полуцикла модуляции, существенно зависят от углового положения и амплитуды входного напряжения, выходной частоты. Амплитуды их фазных значений изменяются в пределах 270..358 В при питающей сети 380/220 В. Предельные фазные значения выходных напряжений, полученные усреднением на периоде основной гармоники выходного напряжения, составляют  для вышеназванных режимов 296 В и 311 В, соответственно. 

            Макетный образец МПЧ мощностью 7.5 кВт реализован в научно-техническом центре электропривода "Вектор" Ивановского государственного энергетического университета на основе IGBT- модуля FM35R12KE3 фирмы EUPEC, микроконтроллера ADSP-21992 с использованием рассмотренных алгоритмов и метода четырехэтапной коммутации силовых ключей.

            Заключение

           Рассмотрена методика синтеза алгоритмов управления МПЧ в рамках стратегии пространственно-векторного формирования ШИМ с жестко заданным законом коммутации, позволяющая синтезировать алгоритмы управления по следующим критериям: максимальное значение коэффициента использования напряжения; минимизация пульсаций выходного тока при заданной частоте переключений; минимизация числа переключений преобразователя в цикле модуляции; обеспечение желаемого уровня нелинейных искажений входного тока и выходного напряжения и другим важным показателям качества работы преобразователя.

           В рамках представленной методики рассмотрен пример синтеза алгоритма управления МПЧ, обеспечивающего синусоидальный закон изменения входного тока с единичным коэффициентом сдвига относительно входного напряжения, синусоидальный закон изменения выходного напряжения при изменении его значения в пределах (0…0.82) от уровня напряжения питающей сети, а также, обеспечивающего работоспособность МПЧ вплоть до предельно достижимого значения выходного напряжения с небольшими отклонениями формы входного тока и выходного напряжения от синусоидальной.

           Выполнено математическое моделирование процессов в МПЧ с предложенными алгоритмами управления при его работе в составе асинхронного электропривода с разомкнутой и адаптивно-векторной системой управления. Представлены результаты моделирования, подтверждающие эффективность рассмотренной методики синтеза и алгоритмов управления. Решены проблемы технической реализации преобразователя.

Список литературы

  1. Шрейнер Р.Т. Математическое моделирование электроприводов переменного тока с полупроводниковыми преобразователями частоты, Екатиринбург: УрО РАН, 2000.
  2. Новые серии многофункциональных векторных электроприводов переменного тока с универсальным микроконтроллерным ядром / Виноградов А.Б., Чистосердов В.Л., Сибирцев А.Н. и др. // Привод и управление. – 2002. - №3. – с.5-10.
  3. Виноградов А.Б., Глазунов В.Ф. Новые серии высокоэффективных электроприводов переменного тока, в кн. Труды IV Международной (XI Всероссийской) конференции по автоматизированному электроприводу АЭП2004, Часть 1, Магнитогорск, 14-17 сентября 2004 г., с. 243-244. 
  4. O. Simon, M. Braun  A Matrix Converter with Space Vector Control Enabling Overmodulation, EPE 99, Lausanne, Switzerland, 1999.
  5. O. Simon, M. Bruckmann  Control and Protection Strategies for Matrix Converters, SPS/IPC/DRIVES, Nurnberg, Germany, 2000.
  6. A M Matrix converter switching controller for low losses operation without snubbers R. Cittadini, J-J- Huselstein, C. Glaize, EPE 97, pp4.199-4.203
  7. New control strategy for matrix converter, CH2721-9/89/0000-0360 IEEE, J. Oyama, T. Higuchi, E. Yamadea, T. Koga, T. Lipo, 1989.
  8. Чехет Э.М., Мордач В.П., Соболев В.Н. Непосредственные        преобразователи частоты для электропривода / Киев: Наук. Думка, 1988.- 224 с.
  9. Шрейнер Р.Т., Кривовяз В.К., Калыгин А.И. Координатная стратегия управления непосредственными преобразователями частоты с ШИМ для электроприводов переменного тока // Электротехника, №6, 2003, с. 39-47.
  10. Мелешкин В.Н., Шипаева С.Н.  Анализ и синтез алгоритмов управления ключами в матричном конверторе, в кн. Труды IV Международной (XI Всероссийской) конференции по автоматизированному электроприводу АЭП2004, Часть 1, Магнитогорск, 14-17 сентября 2004 г., с. 337-339.
  11. Архангельский Н.Л., Курнышев Б.С., Виноградов А.Б. Новые алгоритмы в управлении асинхронным электроприводом // Электротехника. – 1991.- №10.- с. 9-13.
  12. Архангельский Н.Л., Чистосердов В.Л. Формирование алгоритмов управления в частотно-управляемом электроприводе // Электротехника. – 1994.- №3.- с. 48-52.
  13. Виноградов А.Б., Чистосердов В.Л., Сибирцев А.Н. Адаптивная система векторного управления асинхронным электроприводом // Электротехника.- 2003.- №7.- с. 7-17.